Negli ultimi anni le quotazioni dei moduli fotovoltaici sono crollate e sul mercato si riescono a reperire moduli a prezzi decisamente accessibili. Perché non sperimentare ?
L’idea iniziale di realizzare un sistema tampone senza accumulo per servire delle utenze “di fondo” (router, vari caricatori USB, rete domotica) si è gradualmente evoluta fino alla configurazione attuale, costituita dall’iniziale pannello connesso direttamente alla batteria ad alcuni moduli a 60 celle che forniscono energia attraverso un convertitore DC DC.
COMPONENTI
I moduli da 60 celle con tensione di massima potenza 24-28V e 230/250 W cad. sono connessi in parallelo all’ingresso di un buck converter controllato da AVR ATMEGA32.
L’energia è stoccata in batterie al piombo 12V in parallelo, ed il banco in condizioni operative normali viene scaricato fino a 12.4V per massimizzarne la longevità; in casi di necessità il limite massimo è 12.1V. La capacità totale di targa è di oltre 500 Ah, un ulteriore accumulatore GEL da 140 Ah è collegato mediante diodi schottky contropolarizzati per realizzare un abbassamento di tensione di circa 0.3V, sia in fase di carica e + 0.3V durante la scarica.
Le batterie alimentano direttamente una linea a 12V (alimentazione nodi di rete, piccoli caricatori) e, mediante un survoltore DC DC con induttore a presa centrale per realizzare un aumento 1:10, una linea a 110VDC, per illuminazione e TV. Un inverter commerciale di piccola potenza serve gli utilizzatori a tensione di rete (punti luce), frigorifero, boiler a pompa di calore da 80 litri e boiler a resistenza da 10 litri. Questi ultimi con una logica mista priorità/diversione in funzione dello stato di carica degli accumulatori e di eventuali altre necessità.
SCHEMA ELETTRICO MODULO DI POTENZA REGOLATORE DI CARICA VERSIONE INIZIALE sostituita vedi sotto
La sezione circuitale vede l’ingresso del campo fotovoltaico, un sensore di corrente ACS712 30A, partitore di misura della tensione, relè di sicurezza, diodo di potenza da 30A, condensatori con varistore 40V per sopprimere eventuali transienti e la classica configurazione buck a rettificazione sincrona realizzata con un mos HIGH SIDE IRFB3306 ( 120A 3.3 milliohm RDS ON) ed un MOS 75639 ( 56A, 25 milliohm) che fa le veci del diodo di recupero . Il driver IR2104 realizza il pilotaggio dei gates, con un occhio di riguardo al dead time per evitare pericolosi incroci. Il gate del mosfet superiore, che rammento essere anch’esso N, è comandato con la tecnica del bootstrap.
Lo storage di energia è realizzato avvolgendo su un core E42, traferrato con spessori da 1.5mm su tutte e le 3 gambe, 14 spire di filo smaltato da 2.5mm. L’induttanza così ottenuta è 37uH con una corrente di saturazione approssimativamente tra 30 e 40 A (vedi curva sotto).
Induttore, transistors e diodo di ingresso sono raffreddati ad aria mediante ventola che si attiva quando la potenza sale sopra 150W.
La frequenza di lavoro è al momento fissata in 16 KHz e rappresenta un compromesso principalmente imposto dalla frequenza del PWM timer interno del micro che non può andare molto oltre mantenendo una risoluzione sufficiente.
CORRENTE INDUTTORE A CARICO PARZIALE
La forma d’onda della corrente che transita nell’induttore ed il rilevante picco di corrente raggiunto palesano la saturazione dello stesso. Per questo motivo ho ritenuto opportuno fissare momentaneamente da software la massima corrente di uscita del converter al valore visibile, che è pari a ~35A.
Per raggiungere l’obiettivo di potenza che mi sono prefissato (50A di uscita continui e 60A per brevi periodi) dovrò rivedere l’induttore, incrementare la frequenza di switching e rimpiazzare il diodo di ingresso con un mosfet.
SCHEMA ELETTRICO MODULO DI POTENZA REGOLATORE DI CARICA VERSIONE AGGIORNATA
Fondamentalmente lo schema è un’evoluzione del precedente, con entrambi i MOSFET montati ed un induttore adatto a 50A continui in uscita. Le capacità dei gates in parallelo hanno mostrato i limiti della corrente fornibile dall’integrato IR2104 sotto forma di pesante penalizzazione del rendimento, questo a causa del funzionamento in regione lineare dei MOSFET durante le accensioni e gli spegnimenti ed a rischiose cross-conductions visibili negli oscillogrammi sopra. Dei transistor PNP/NPN a supporto del gate driver, in configurazione totem pole, risolvono in maniera eccellente il problema.
Il nuovo induttore era in origine un filtro di uscita per inverter ed è costituito da due toroidi MAGNETICS 0077195A7 incollati insieme. L’ho riavvolto utilizzando 5 gruppi di 5 fili smaltati da 0.8mm di diametro (quindi 25 in tutto). La “profondità della pelle” a 16 kHz permette di sfruttare tutti gli 0.8mm di diametro del filo, la perdite per effetto joule con 12.5mm^2 di sezione totale, sono estremamente ridotte al target di corrente che mi sono prefissato. 12 spire totali per un valore dichiarato di AL di circa 300 nH/T^2 per ciascun nucleo.
(0.3*2)*(12^2)= ~ 90uH.
Dalla lettura del datasheet desumo che con 60A di polarizzazione DC, e 12 spire, l’induttanza reale dovrebbe essere circa la metà, quindi 40/45 uH.
E’ un valore accettabile che, teoricamente, con 24V in ingresso e 13V 50A di uscita, dovrebbe contenere attorno a ~10A la corrente di ripple.
